微软为AR/VR面部追踪提出LC谐振驱动电路DC-AC转换器，降低相应功耗

　　面部追踪系统的传感电容依赖于传感天线与用户面部皮肤之间的距离。由于皮肤对面部肌肉运动的反应(如收缩和放松)，距离会随着面部表情的变化而变化。

　　另外，用于面部追踪的传统LC谐振驱动电路需要高功耗，因为感测到的信号将由模数转换器(ADC)处理。同时，传统的实现方式需要快速且低失真的运算放大器或缓冲器，而它们都是耗电电路组件。

　　在名为“High sensitivity resonant drive scheme for rf face tracking”的专利申请，微软提出的LC谐振驱动方案采用DC-AC转换器，以在不高功耗的情况下实现感测信号的大信号幅值。LC谐振电路的驱动电路可以集成到ASIC中，从而可以减少所需的电路面积并降低传感器解决方案的总体成本。

　　团队进一步考虑了传统的LC谐振驱动方案使用高q因子和笨重的电感器来实现谐振频率的峰值增益。在所述发明中，射频面部追踪处理不同面部姿态所观察到的信号幅度的差异。

　　因此，在目前公开的方案中，q因子的绝对值不是一个关键参数，因为可以用另一种方式处理面部姿态之间的差异，以达到所需的灵敏度。

　　例如，来自LC谐振电路的感测信号可以在来自系统的控制信号的下降沿捕获，然后用增益因子放大。换句话说，采用所提出的方案可以在局部实现与高q因子相似的效果，从而在降低成本和减少可穿戴设备所需电路面积的情况下实现射频人脸追踪的高灵敏度。

　　图1显示了采用高灵敏度谐振驱动方案射频面部检测。如图所示，系统100包括第一直流源101、第二直流源102、驱动电路110、电感电路120、电容电路130、多路复用器(MUX)电路140、一个或多个天线150、缩放电路160、采样和保持(S/H)电路170、采样控制电路180、差分增益电路190和控制器电路103。

　　节点N0被指定为电路地。第一个直流电源101可以简单地是一个电池，耦合在节点N11和节点N0之间，并在节点N11上提供电压VM。第二直流源102耦合在节点N12和节点N0之间，并在节点N12处提供电压VCC。

　　电容C0可以耦合在节点N11和节点N0之间。另一个电容器可以类似地耦合在节点N12和N0之间。直流源101、102的电容器可以用作稳定源电压并提供抗噪性的滤波电容器。

　　驱动电路110包括节点N13的控制信号输入端口(例如，D_CTL)、节点N11的第一电源端口(例如，VM)、节点N0的第二电源端口(例如，GND、0V等)、节点N14的控制信号输出端口(例如，DET)和节点N1的驱动输出端口(例如，DRV)。

　　电感电路120耦合在节点N1和节点N2之间，其值指定为l。电容电路130耦合在节点N2和节点N0之间，其值指定为CS指定的可变电容。电感电路120和电容电路130共同构成LC谐振电路，由驱动电路110在节点N1处驱动，并在节点N2处响应地提供感测信号。

　　MUX 140包括节点N13的控制信号端口(例如，M_CTL)，节点N2的输入端口(例如，SNS)和多个输出端口(例如，OUT1, OUT2，…OUTN)，每个输出端口分别耦合到天线150中的一个。

　　基于节点N13的控制信号， MUX 140将选择性地将天线150中的一个选择耦合到节点N2。天线150中的每一个可以位于头显的不同位置。电容电路130的特征电容值CS对应于MUX 140选择的天线150的特征电容，其中精确值可根据用户皮肤相对于所选天线的接近度和移动而变化。

　　缩放电路160包括节点N12处的第一电源端口(例如，VCC)、节点N0处的第二电源端口(例如，GND、0V等)、节点N2处的输入端口(例如，SNS)和节点N3处的输出端口(例如，SCALE)。缩放电路可任选地包括控制端口(未示出)以接收控制信号，使得缩放电路可响应地调整该电路的输入和输出之间的缩放因子。

　　S/H电路170包括节点N15的控制端口，节点N3的输入端口和节点N4的输出端口。示例控制电路180包括节点N14的第一控制端口，节点N13的第二控制端口和节点N15的输出端口。

　　采样控制电路180配置为感测和检测与驱动电路110相关的边缘转换，并在节点N15产生采样和保持控制信号(SH_CTL)。

　　S/H电路170由节点N15的SH_CTL信号触发，并响应地对节点N4的缩放后的感测信号行采样，以提供节点N4的输出作为采样后的感测信号。

　　差分增益电路190包括节点N4处的第一输入端口(例如，IN1)，节点N5处的第二输入端口(例如，IN2)和节点N6处的输出端口(例如，OUT)。差分增益电路190在节点N6提供一个输出信号(ADC_IN)，响应节点N4和N5电压之间的感应差。

　　控制器电路103包括节点N6处的输入端口、节点N13处的第一输出端口(例如OUT1)、节点N5处的第二输出端口(例如OUT2)和节点N10处的第三输出端口(例如OUT3)。

　　控制器电路103配置为接收节点N6的差分增益电路190的输出信号，通过ADC处理将接收到的信号转换为数字形式，为节点N5的差分增益电路190产生参考电压(VREF)，并为驱动电路110、MUX电路140、采样控制电路180产生时序和控制信号。

　　所提出的高灵敏度谐振驱动方案如图1中的系统100所示，对应于一个DC-AC转换电路，所述电路通过驱动电路110和由电感电路120和电容电路130组成的LC谐振电路的操作将直流电源转换为交流电源。

　　DC-AC转换是通过驱动脉冲到响应于一个或多个驱动器控制信号的LC谐振电路来完成。在驱动脉冲的高周期中，驱动电路配置在第一配置中，其中功率从节点N11耦合到节点N1的LC谐振电路，使得节点N1对应于电压VM。在第一种配置中，电流从节点N11通过驱动电路流向节点N1，从N1通过电感电路120流向节点N2，从节点N2通过电容电路130流向节点N0。

　　在驱动脉冲的低周期中，驱动电路配置为第二配置，其中节点N0的电路接地(例如GND、0V等)耦合到节点N1的LC谐振电路。在第二种配置中，电流从节点N2处的电容电路130通过电感电路120流向节点N1，并从节点N1流向节点N0通过驱动电路110。驱动电路110和LC谐振电路的协同操作提供DC-AC转换，以响应来自控制器电路103的控制信号。

　　DC-AC转换完成后，可以根据节点N2检测到的相应天线信号的变化来评估所选天线的信号，以确定天线与用户皮肤的距离或接近程度。为了评估节点N2的信号，可以使用模拟-数字转换过程，例如通过控制器电路103。

　　在模数转换过程中，对来自节点N2的信号进行采样，在转换之前将其调整为最大动态范围，然后将其转换为可由应用程序评估的数字值。

　　如图1所示，缩放电路160可以任选地在节点N2处感测信号，并对来自节点N2的信号提供初始增益调整(增加或减少)，并在节点N3处提供缩放后的感测信号。因此，采样和保持电路170可以感测来自节点N2的信号，然后由采样和保持电路170捕获所述信号。

　　图1进一步说明，采样控制电路180可用于感测或检测来自N14节点驱动电路110的信号的边缘过渡，并响应地在N15节点生成采样和保持控制信号。在图1所示的示例中，可以断言采样和保持控制信号在节点N3启动缩放感测信号的捕获，其中捕获响应于来自驱动电路110的驱动信号的边缘转换(例如下降沿)。

　　采样控制电路180的功能可以设计为响应节点N13的控制器电路103的控制信号。在这个例子中，驱动器控制信号和采样控制信号可以通过控制器电路103来调整，以确保采样和保持电路170正确捕获感测信号的时序考虑是适当的。

　　在另外的示例中，采样控制电路180可以组合成另一系统组件的功能，例如驱动电路110或采样和保持电路170。在另一示例中，可以消除采样控制电路180，并且可以配置控制器电路103以直接控制采样并保持控制信号以适当定时。

　　图2显示了第二个系统200的说明性原理图。如图所示，系统200包括第一直流源101、第二直流源102、驱动电路110、电感电路120、电容电路130、多路复用器电路140、一个或多个天线150、缩放电路160、采样和保持(S/H)电路170、采样控制电路180、差分增益电路190和控制器电路103。图2的示例系统200与图1基本相似。

　　图2中的驱动电路110设置为半桥驱动器，其包括逻辑块112、栅极驱动块114和n型场效应管M1和M2。逻辑块112包括耦合到节点N13的输入端口，并且包括耦合到栅极驱动器块114的一对输出。

　　栅极驱动器块114包括第一输出，其耦合到FET M1的栅极并响应于逻辑块112的高驱动。它进一步包括第二输出，其耦合到FET M2的栅极并响应于逻辑块112的低驱动。FET M1包括耦合到节点N11的漏极和耦合到节点N1的源极。FET M2同时包括耦合到节点N1的漏极和耦合到节点N0的源极。

　　节点N13处的信号可以表示单个控制信号或多个控制信号，其通过控制驱动电路110的fet M1和M2来控制电感电路120充电的时序和占空比。FET M1和FET M2的开关操作应该有足够的速度，使第一个FET M1和第二个FET M2不同时活动，从而防止明显的开关或穿透电流。

　　一个额外的输出信号显示为逻辑块112的输出，它对应于低侧驱动器(L)到栅极驱动器，也对应于节点N14的DET信号，如前所述。输出信号指示驱动信号的时序，因此可由采样控制电路180用于同步采样和保持电路170的时序。

　　图3显示了第三个系统300的说明性原理图。如图所示，系统300包括第一直流源101、第二直流源102、驱动电路110、电感电路120、电容电路130、多路复用器(MUX)电路140、一个或多个天线150、缩放电路160、采样和保持(S/H)电路170、采样控制电路180、差分增益电路190和控制器电路103。图3的示例系统300与图1和图2基本相似。

　　图3中的采样控制电路180设置为边缘检测器或单次电路，包括电容器CF、电阻RF、二极管DF和缓冲器BUF。电容器CF耦合在节点N14和缓冲器BUF的输入之间。电阻RF和二极管DF并联耦合在一起，一端耦合到缓冲器BUF的输入端，另一端耦合到节点N0。BUF的输出耦合到节点N15。

　　节点N14处信号的变化是通过电容CF作为缓冲器输入端的交流耦合信号来检测。电容CF和电阻RF一起形成一个具有RC时间常数的高通滤波器。电容器CF和电阻器RF的RC时间常数决定了缓冲器产生脉冲的时间和宽度。

　　在特定配置中，二极管DF的阴极可以耦合到缓冲BUF的输入端，二极管DF的阳极可以耦合到N0节点和电阻RF。二极管DF为电容器CF提供放电路径，使电容器CF能够在DET信号变低时快速放电，从而防止在电路输入端发生电平移位。

　　图4显示了第四个系统400的说明性原理图。如图所示，系统400包括第一直流源101、第二直流源102、驱动电路110、电感电路120、电容电路130、多路复用器(MUX)电路140、一个或多个天线150、缩放电路160、采样和保持(S/H)电路170、采样控制电路180、差分增益电路190和控制器电路103。图4中的示例系统400与图1、图2和图3基本相似。

　　图4的缩放电路160包括电容器CC、电阻RC、RT、RB以及二极管DT和DB。电阻RT耦合在节点N12和节点N3之间，电阻RB耦合在节点N3和节点N0之间。二极管DT与电阻RT并联耦合，二极管DB与电阻RB并联耦合。电容器CC耦合在节点N2和中间节点之间。电阻RC耦合在中间节点和节点N3之间。

　　电容器CC是一个交流耦合电容器，与电阻RC一起，在节点N2的LC谐振电路和由电阻RT和RB形成的分压器之间提供直流隔离。耦合电容140的值将在约0.1nF至约1nF的范围内，标称值约为0.5nF，以不显著影响LC滤波器的响应。驱动到LC滤波器的脉冲的交流响应将导致具有显著高电压的高Q共振响应。

　　电阻RT和RB配置为分压器，调整节点N2 LC滤波器的交流耦合输出信号的直流电平，并对信号施加缩放因子。缩放电路160的目标是最大限度地提高控制器103中的模数转换器(ADC)的转换效率和分辨率。

　　缩放电路160可包括使用直流源102。直流电源102为电阻RT和RB的串联组合提供直流电源电压VCC。当RT和RB值匹配时，共节点直流电压为VCC/2。电阻RC可以降低信号幅度以匹配位于控制器电路103中的ADC的净空。电阻RC的示例电阻值范围从约50 K欧姆到约150 K欧姆，标称值约为100 K欧姆。节点N12的电压VCC对应节点N11的电池电压VM。因此，在这样的实施方式中可以消除直流源102。

　　图5显示了第五个系统500的说明性原理图。如图所示，系统500包括第一直流源101、第二直流源102、驱动电路110、电感电路120、电容电路130、多路复用器(MUX)电路140、一个或多个天线150、缩放电路160、采样和保持(S/H)电路170、采样控制电路180、差分增益电路190和控制器电路103。图5中的示例系统500与图1、图2、图3和图4基本相似。

　　如图5所示，采样和保持电路可以在电路的采样部分的输出端包括低通滤波器。所述低通滤波器可配置为平滑节点N4处采样感测信号的突变，以便所述差分增益电路190不会过度冲击节点N6处控制器电路103中的模数转换器(ADC)的输入。

　　图6显示了采用高灵敏度谐振驱动方案的第六个系统600的说明性原理图。如图所示，系统600包括第一直流源101、第二直流源102、驱动电路110、电感电路120、电容电路130、多路复用器(MUX)电路140、一个或多个天线150、缩放电路160、采样和保持(S/H)电路170、采样控制电路180、差分增益电路190和控制器电路103。图6中的示例系统600与图1、图2、图3、图4和图5基本相似。

　　图6的差分增益电路190包括一个放大器和四个电阻，根据值分别标记为RG和RI。第一电阻器，其值为RI，包括耦合到节点N4的第一端和耦合到位于第一中间节点的放大器的非反相输入的第二端。

　　第二电阻器，其值为RG，包括耦合到第一中间节点的放大器的非反相输入的第一端，以及耦合到节点N0的第二端。

　　第三电阻器，其值为RI，包括耦合到节点N5的第一端和耦合到位于第二中间节点的放大器反相输入的第二端。

　　第四电阻器，其值为RG，包括耦合到位于第二中间节点的放大器反相输入端的第一端，以及耦合到节点N5的第二端。节点N5对应一个参考信号VREF，由控制器电路103提供，节点N4对应采样和保持电路170的输出。

　　图9显示了采用高灵敏度谐振驱动方案的q控滤波器的灵敏度变化曲式，其幅度随LC谐振电路谐振频率的频率而变化。如图所示，对于给定的电容变化，频率相对于LC谐振电路的总谐振频率而变化，从而产生检测到的输出信号幅度的显着变化。这种检测到的变化的斜率可以是显著的，可用于追踪。

　　微软指出，所提出的解决方案可以实现高灵敏度，而无需笨重的电感。这是所采用电路方案的直接结果，因为灵敏度和Q因子的斜率可以通过使用采样和保持电路170捕获信号和使用差分增益电路190增加增益来增加。

　　相比之下，为实现高q因子，传统的实现将要求电感电路的寄生电阻120尽可能地降低，导致更大的尺寸和系统的整体成本增加。然而，本发明可以使用较低q因子的电感器，以紧凑的电感器实现小尺寸，节省面积和降低功耗，同时在不牺牲电路性能的情况下降低成本。因此，利用所提出的谐振驱动方案，可以实现MR可穿戴设备的低功耗面部追踪解决方案。

　　名为“High sensitivity resonant drive scheme for rf face tracking”的微软专利申请最初在2022年1月提交，并在日前由美国专利商标局公布。